Шим регуляторы стабилизатор тока и напряжения. Импульсные стабилизаторы на ШИМ-контроллере КР1114ЕУ4. Схема, описание. Допустимый диапазон частот

С микросхемой NE555 (аналог КР1006) знаком каждый радиолюбитель. Её универсальность позволяет конструировать самые разнообразные самоделки: от простого одновибратора импульсов с двумя элементами в обвязке до многокомпонентного модулятора. В данной статье будет рассмотрена схема включения таймера в режиме генератора прямоугольных импульсов с широтно-импульсной регулировкой.

Схема и принцип её работы

С развитием мощных светодиодов NE555 снова вышла на арену в роли регулятора яркости (диммера), напомнив о своих неоспоримых преимуществах. Устройства на её основе не требуют глубоких знаний электроники, собираются быстро и работают надёжно.

Известно, что управлять яркостью светодиода можно двумя способами: аналоговым и импульсным. Первый способ предполагает изменение амплитудного значения постоянного тока через светодиод. Такой способ имеет один существенный недостаток - низкий КПД. Второй способ подразумевает изменение ширины импульсов (скважности) тока с частотой от 200 Гц до нескольких килогерц. На таких частотах мерцание светодиодов незаметно для человеческого глаза. Схема ШИМ-регулятора с мощным выходным транзистором показана на рисунке. Она способна работать от 4,5 до 18 В, что свидетельствует о возможности управления яркостью как одного мощного светодиода, так и целой светодиодной лентой. Диапазон регулировки яркости колеблется от 5 до 95%. Устройство представляет собой доработанную версию генератора прямоугольных импульсов. Частота этих импульсов зависит от ёмкости C1 и сопротивлений R1, R2 и определяется по формуле: f=1/(ln2*(R1+2*R2)*C1), Гц

Принцип действия электронного регулятора яркости заключается в следующем. В момент подачи напряжения питания начинает заряжаться конденсатор по цепи: +Uпит – R2 – VD1 –R1 –C1 – -U пит. Как только напряжение на нём достигнет уровня 2/3U пит откроется внутренний транзистор таймера и начнется процесс разрядки. Разряд начинается с верхней обкладки C1 и далее по цепи: R1 – VD2 –7 вывод ИМС – -U пит. Достигнув отметки 1/3U пит транзистор таймера закроется и C1 вновь начнет набирать ёмкость. В дальнейшем процесс повторяется циклически, формируя на выводе 3 прямоугольные импульсы.

Изменение сопротивления подстроечного резистора приводит к уменьшению (увеличению) времени импульса на выходе таймера (вывод 3), и как следствие, уменьшается (увеличивается) среднее значение выходного сигнала. Сформированная последовательность импульсов через токоограничивающий резистор R3 поступает на затвор VT1, который включен по схеме с общим истоком. Нагрузка в виде светодиодной ленты или последовательно включенных мощных светодиодов включается в разрыв цепи стока VT1.

В данном случае установлен мощный MOSFET транзистор с максимальным током стока 13А. Это позволяет управлять свечением светодиодной ленты длиной в несколько метров. Но при этом транзистору может потребоваться теплоотвод.

Блокирующий конденсатор C2 исключает влияние помех, которые могут возникать по цепи питания в моменты переключения таймера. Величина его ёмкости может быть любой в пределах 0,01-0,1 мкФ.

Плата и детали сборки регулятора яркости

Односторонняя печатная плата имеет размер 22х24 мм. Как видно из рисунка на ней нет ничего лишнего, что могло бы вызвать вопросы.

После сборки схема ШИМ-регулятора яркости не требует наладки, а печатная плата легка в изготовке своими руками. В плате, кроме подстроечного резистора, используются SMD элементы.

• DA1 – ИМС NE555;
• VT1 – полевой транзистор IRF7413;
• VD1,VD2 – 1N4007;
• R1 – 50 кОм, подстроечный;
• R2, R3 – 1 кОм;
• C1 – 0,1 мкФ;
• C2 – 0,01 мкФ.

Транзистор VT1 должен подбираться в зависимости от мощности нагрузки. Например, для изменения яркости одноваттного светодиода достаточно будет биполярного транзистора с максимально допустимым током коллектора 500 мА.

Управление яркостью светодиодной ленты должно осуществляться от источника напряжения +12 В и совпадать с её напряжением питания. В идеале регулятор должен питаться от стабилизированного блока питания, специально предназначенного для ленты.

Нагрузка в виде отдельных мощных светодиодов запитывается иначе. В этом случае источником питания диммера служит стабилизатор тока (его еще называют драйвер для светодиода). Его номинальный выходной ток должен соответствовать току последовательно включенных светодиодов.

Читайте так же

Данная схема представляет собой понижающий регулятор с возможностью регулировки и защиты или ограничения тока. Особенностью устройства является применение в силовой части биполярного транзистора со статической индукцией (БСИТ) и микросхемы TL494 с двумя операционными усилителями. ОУ используются в цепи обратной отрицательной связи регулятора, обеспечивая оптимальный режим работы.

Рабочие параметры регулятора:

• номинальное питающее напряжение – 40…45В;
• диапазон регулируемого напряжения на выходе – 1…30В;
• частота ШИМ – регулятора – 40 кГц;
• сопротивление выходной цепи регулятора – 0,01Ом;
• длительный максимальный ток на выходе – 8А.

Схема стабилизатора представлена на рисунке 1. Сглаживающий фильтр из конденсаторов С16-18, накопительная индуктивность L1, диод – разрядник VD6, ключ VT1 составляют силовую цепь устройства. Построение силовой цепи классическое, отличием являются дополнительные элементы C5, VDD1, R7, VT2, предназначенные для обеспечения безопасной работы силового ключа (VT1).Трансформатор Т2 позволяет снизить скорость возрастания тока при открытии ключа VT1. Накопленная при закрытии ключа энергия уходит на вход схемы через правую часть диодной сборки VD1. Емкость С5 предназначена для снижения скорости нарастания напряжения на ключе. Установка элементов цепи ОБР оптимизирует режим работы ключевого транзистора, снижая тепловые потери и ударные нагрузки. Защиту ключа VT1 от воздействия обратного тока через цепь С5Т2 обеспечивает расположенный слева диод VD1.

Рисунок 1

Управляющий сигнал на затвор ключа поступает через разделительный трансформатор Т1, первичная обмотка которого включена в цепь коллектора транзистора Т2. Элементы R1, VD2, VD3 предназначены для ограничения всплесков обратного напряжения затвора ключа. Эмиттер VT2 через ограничительный резистор R8 подключен к выводам 8 и 10 микросхемы DA1 (коллекторы выходных транзисторов). Ограничительный резистор позволяет подобрать оптимальную величину тока затвора ключа VT1.

Управление работой схемы выполнено на специально предназначенной микросхеме TL494. Принцип подключения классический, выводы 7 и 13 соединены, однотактный режим. Для возможности работать с минимальным напряжением, на выводе 2 задано делителем опорное напряжение примерно 0,9В. Напряжение на 4 ножке определяет максимальную величину скважности вырабатываемых импульсов. Амплитудно — частотная характеристика контура корректируется время задающими цепочками C12R14, C11R13. Частота генерации задается цепочкой C14R21. Отрицательная обратная связь по напряжению устанавливается элементами VD8, R20, R25, R24. Напряжение на выходе стабилизатора устанавливается переменным сопротивлением R24. Контроль по силе тока выполняется по падению напряжения на резисторах R5, R4, установленных параллельно. Сигнал с них поступает на 2-ой операционный усилитель управляющей микросхемы (контакты16,15). Ограничение максимального тока на выходе устройства настраивается сопротивлением R19.

ОУ микросхемы DA2 предназначен для защиты устройства при выходном токе, превышающим максимально допустимый. Входы ОУ DA1 и ОУ DA2 подключены к датчику тока на резисторах R5,R4. При повышении падения напряжения на датчике на выходе компаратора появится высокое напряжение. Через замкнутый контакт SA1 образуется цепочка обратной положительной связи, высокое напряжение будет поддерживать в этом состоянии ОУ DA2 и заблокирует работу DA1 через вход 16.

Переключатель SA1 в разомкнутом состоянии обеспечивает работу устройства с ограничением максимального тока. Светодиод HL1 загорается при отключении нагрузки или при ограничении тока.

Питание управляющей части схемы обеспечивает стабилизирующая цепочка из элементов C6-10, C4,C3, R3,R2, VD5, VD4, VT2.

Устройство собрано на плате из стеклотекстолита с фольгой на одной стороне. Выносные детали:

• выключатель SA1;
• светодиод HL1;
• регулятор напряжения

Все дорожки, предназначенные для силовой части схемы, следует дополнительно усилить медным проводом сечением не менее 1мм 2 . Детали можно использовать российского производства или их зарубежные аналоги. Площадь теплоотвода для ключевого транзистора и диодной сборки VD1 не менее 370 см 2 , для VD6 – не менее130см 2 .

Использование схем сдвига уровня позволяет ШИМ-контроллеру управлять напряжением выше, чем его собственное напряжение питания.

Наиболее часто используемым импульсным стабилизатором является понижающий преобразователь напряжения, который эффективно преобразует высокое напряжение в низкое напряжение. На рис. 1 показана типичная схема понижающего преобразователя напряжения, в которой для затвора N-канального MOSFET-транзистора, Q 1 , требуется плавающее управляющее напряжение. Буфер сигнала с плавающим уровнем является частью ИС ШИМ (широтно-импульсная модуляция) контроллера. Транзистор Q 1 может быть как с N- так и с P-каналом, в зависимости от особенностей изготовления контроллера. В любом случае, напряжение питания ИС должно быть не ниже входного напряжения, что накладывает серьезные ограничения на величину входного напряжения в данной схеме.

В схеме на рис. 2 используется простейший каскад сдвига уровня, который позволяет управлять проходным транзистором понижающего преобразователя при помощи микросхемы контроллера с низким напряжением питания. Поскольку схема сдвига уровня изолирует ИС ШИМ от источника высокого напряжения, то по такому принципу можно строить преобразователи с произвольно большим входным напряжением.

ИС ШИМ с драйверами нижнего плеча может управлять N-канальными MOSFET-транзисторами, поскольку они имеют положительное управляющее напряжение между истоком и затвором. В схеме на рис. 2 используется P-канальный транзистор, как MOSFET-транзистор верхнего плеча; и для него управляющее напряжение между истоком и затвором должно быть отрицательным. Поэтому, следует инвертировать выходной сигнал от ШИМ-контроллера. Конфигурация ключа из комплементарных MOSFET-транзисторов Q 2 и Q 3 будет работать при любом типе проходного транзистора, хотя можно использовать и инвертирующий драйвер.

Конденсатор C 2 осуществляет сдвиг уровня. Его величина должна быть достаточно большой, чтобы удерживать заряд на частоте преобразования, но достаточно маленькой, чтобы, напряжение на нем следовало за изменениями входного напряжения. Через резистор R 1 и P-канальный MOSFET-транзистор Q 3 конденсатор C 2 заряжается до напряжения

V C =V IN -V CC ,

где V C - напряжение на C 2 , V IN - входное напряжение, и V CC напряжение питания комплементарной пары Q 2 и Q 3 и ИС ШИМ. Напряжение питания должно быть меньше, чем напряжение стабилизации стабилитрона D 2 . В противном случае, в те моменты, когда транзистор Q 2 будет находиться в открытом состоянии, через стабилитрон D 2 и конденсатор C 2 , что приведет к снижению КПД схемы. Стабилитрон D 2 ограничивает напряжение на C 2 до значения, получаемого из приведенной выше формулы. Когда транзистор Q 3 открыт, стабилитрон D 2 становится прямосмещенным, если напряжение пытается увеличиваться. Напряжение между истоком и затвором транзистора Q 1 в этой схеме равно 0 В, когда открыт транзистор Q 3 , и -V CC , когда открыт транзистор Q 2 .

Резистор R 1 гарантирует, что емкость затвор-исток транзистора Q 1 будет разряжаться, что позволит транзистору Q 1 оставаться в выключенном состоянии, когда на выходе буферного каскада присутствует высокое выходное напряжение. Стабилитрон D 2 ограничивает напряжение между истоком и затвором транзистора Q 1 на уровне 12 В, независимо от входного напряжения стабилизатора. Конденсатор C 2 сглаживает пульсации напряжения на затворе транзистора Q 1 , поэтому параметры схемы управления затвором будут такие же, как и параметры самой схемы комплементарного ключа. Поэтому, схема сдвига уровня не налагает никаких ограничений на используемый MOSFET-транзистор.

На рис. 3 изображена практическая схема понижающего преобразователь напряжения, использующего рассмотренный принцип управления проходным транзистором. Входное напряжение преобразователя может находиться в диапазоне от 18 В до 45 В, при выходном напряжении 12 В и максимальном токе нагрузки 1,5 А. В преобразователе использована микросхема LM5020-1 прямо- и обратноходового ШИМ-контроллера компании National Semiconductor.

На рассматриваемой схеме имеются все те же компоненты, что и на предыдущих схемах, но добавлены еще некоторые функции, такие как: фильтрация входного напряжения конденсатором C 9 ; ограничение бросков входного напряжения резисторами R 2 и R 7 ; обеспечение мягкого запуска с помощь конденсатора C 3 ; возможность регулировки частоты преобразования резистором R3 (для частоты 500 кГц его значение будет составлять 12.7 кΩ); компенсация обратной связи конденсаторами C 7 , C 8 , и резистором R 6 ; и подстройка значения выходного напряжения резисторами R 9 и R 10 .

Микросхема LM5020-1 предназначена для работы в режиме токового управления, но, в этой схеме, работает в режиме управления напряжения. Внутренний источник образцового тока с пиковым значением 50 А, который компенсирует нелинейность токового сигнала, используется для генератора пилообразного напряжения. Этот ток, протекая через резистор R 4 , сопротивлением 5.11 кΩ и внутренний резистор сопротивлением 2 кΩ, служит для генерации пилообразного сигнала, с напряжением от пика до пика (50 ´А×2 кΩ+5.11 кΩ)≈300 мV на выходе CS (вывод 8). На выводе COMP, (вывод 3), этот пилообразный сигнал сравнивается с выходным напряжением ошибки с вывода COMP, в результате чего генерируется сигнал с необходимой шириной импульса для управления проходным транзистором Q 1 .

На рис. 4 показаны эпюры напряжений для рассматриваемой схемы. Канал 1 осциллографа (верхний график) показывает управляющий сигнал, который генерирует микросхема LM5020-1. Канал 2 (средний график) показывает соответствующее напряжение на выходе двухтактного буферного каскада. Канал 3 (нижний график) сдвинутое по уровню выходное напряжение двухтактного каскада, приложенное между затвором и истоком транзистора Q 1 . Пиковое значение напряжения исток-сток транзистора Q 1 равно входному напряжению, и его амплитуда на 8 В превышает, значение управляющего сигнала, который выдает микросхема LM5020-1. Все сигналы чистые и имеют малое время нарастания и спада. КПД данной схемы составляет 86% и 83% при входном напряжении 18 В и 45 В, соответственно.

Общим недостатком компенсационных стабилизаторов напряжения является низкий КПД из-за потерь в транзисторах регулирующего элемента, что, кроме того, требует мощных теплоотводов, значительно превышающих по габаритам и массе сами стабилизаторы. Более прогрессивным техническим решением являются импульсные стабилизаторы напряжения (ИСН), в которых транзисторы регулирующих элементов работают в ключевом режиме. При использовании высокочастотных транзисторов проблема КПД и массо-габаритных характеристик в таких стабилизаторах решается достаточно радикально.

Существуют три основные схемы ИСН : последовательный ИСН понижающего типа (рис. 12.15), параллельный ИСН повышающего (рис. 12.16) и параллельный инвертирующего (рис. 12. 17) типа. Все три схемы содержат накопительный дроссель L, регулирующий элемент 1, блокировочный диод VD, элементы управления 2, 3 и конденсатор фильтра С.

Импульсный последовательный стабилизатор понижающего типа выполняется по структурной схеме, приведенной на рис. 12.15, в которой регулирующий элемент 1 и дроссель L включены последовательно с нагрузкой Rn. В качестве РЭ используется транзистор, работающий в ключевом режиме. При открытом в течение времени Т„ транзисторе энергия от входного источника постоянного тока Ui (или выпрямителя с выходным напряжением Uo) передается в нагрузку через дроссель L, в котором накапливается энергия. При закрытом в течение времени Тп транзисторе накопленная в дросселе энергия через диод VD передается в нагрузку. Период коммутации (преобразования) равен Т=Ти+Тп. Частота коммутации (преобразования) F=1/T. Отношение длительности открытого состояния транзистора, при котором генерируется импульс напряжения длительностью Ти, к периоду коммутации Т называется коэффициентом заполнения Кз=Ти/Т.

Таким образом, в импульсном стабилизаторе регулирующий элемент 1 преобразует (модулирует) входное постоянное напряжение Ui в серию последовательных импульсов определенной длительности и частоты, а сглаживающий фильтр, состоящий из диода VD, дросселя L и конденсатора С, демодулирует их в постоянное напряжение Uo. При изменении выходного напряжения Uo или тока в нагрузке Rn в импульсном стабилизаторе с помощью цепи обратной связи, состоящей из измерительного элемента 3 и схемы управления 2, длительность импульсов изменяется таким образом, чтобы выходное напряжение Uo оставалось неизменным (с определенной степенью точности).

Импульсный режим работы позволяет существенно уменьшить потери в регулирующем элементе и тем самым повысить КПД источника питания, уменьшить его массу и габариты. В этом состоит основное преимущество импульсных стабилизаторов перед компенсационными стабилизаторами непрерывного действия.

Импульсный параллельный стабилизатор (повышающего типа) выполняется по структурной схеме на рис. 12.16, в которой регулирующий элемент 1 подключен параллельно нагрузке Rn. Когда регулирующий транзистор открыт, ток от источника питания Ui протекает через дроссель L, запасая в нем энергию. Диод VD при этом находится в закрытом состоянии и поэтому не позволяет конденсатору С разрядиться через открытый регулирующий транзистор. Ток в нагрузку в этот промежуток времени поступает только от конденсатора С. В момент времени, когда регулирующий транзистор закрывается, ЭДС самоиндукции дросселя L суммируется с входным напряжением и энергия дросселя передается в нагрузку, при этом выходное напряжение оказывается больше входного напряжения питания Ui. В отличие от схемы на рис. 12.15 здесь дроссель не является элементом фильтра, а выходное напряжение становится больше входного на величину, определяемую индуктивностью дросселя L и временем открытого состояния регулирующего транзистора (или скважностью управляющих импульсов).

Схема управления стабилизатором на рис. 12.16 построена таким образом, что, например, при повышении входного напряжения питания Ui уменьшается длительность открытого состояния регулирующего транзистора на такую величину, что выходное напряжение Uo остается неизменным.

Импульсный параллельный инвертирующий стабилизатор выполняется по структурной схеме, приведенной на рис. 12.17. В отличие от схемы на рис. 12.16 здесь дроссель L включен параллельно нагрузке Rn, а регулирующий элемент 1 - последовательно с ней. Блокирующий диод отделяет конденсатор фильтра С и нагрузку Rn от регулирующего элемента по постоянному току. Стабилизатор обладает свойством изменения (инвертирования) полярности выходного напряжения Uo относительно полярности входного напряжения питания.

Импульсные стабилизаторы в зависимости от способа управления регулирующим транзистором могут выполняться с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ), частотно-импульсной модуляцией (ЧИМ) или релейным управлением. В ШИМ-ста-билизаторах в процессе работы изменяется длительность импульса Ти, а частота коммутации остается неизменной; в ЧИМ-стабилизаторах изменяется частота коммутации, а длительность импульса Ти остается постоянной; в релейных стабилизаторах в процессе регулирования напряжения изменяется как длительность импульсов, так и частота их следования.

Наибольшее распространение на практике получил последовательный ИСН (рис. 12.15), в котором накопительный дроссель одновременно является элементом сглаживающего LC-фильтра. В стабилизаторах на рис. 12.16 и 12.17 дроссель L не участвует в сглаживании пульсации выходного напряжения. В этих схемах сглаживание пульсации достигается только за счет увеличения емкости конденсатора С, что приводит к увеличению массы и габаритов фильтра и устройства в целом.

Статическая регулировочная характеристика, определяемая для стабилизатора на рис. 12.15 по формуле Uo/Ui=Kз (1 - Кг), представляет собой прямую, наклон которой зависит (без учета потерь в регулирующем транзисторе и диоде) от отношения активных сопротивлений дросселя и нагрузки Kг=Rd/Rn. Напряжение Uo на нагрузке определяется относительной длительностью управляющих импульсов (при постоянном Ui) и не может быть больше напряжения питания, а линейность данной характеристики соответствует условиям устойчивой работы ИСН.

Рассмотрим основные элементы ИСН на рис. 12.15. Начнем с основного блока, схема которого показана на рис. 12.18.

Блок включает в себя силовую часть и регулирующий элемент на транзисторе VT1, управляемый ключом на транзисторе VT2 (диод VD2 служит для защиты базового перехода VT2 при большом отрицательном входном сигнале управления). Сопротивление резистора R1 выбирается из условия обеспечения закрытого состояния транзистора VT1 (100...900 Ом), a R2 - ориентировочно из условия kbUi=R2 Ikmax где k=l,5...2 - коэффициент запаса по насыщению; b, Ikmax - коэффициент усиления тока и максимальный импульсный коллекторный ток транзистора VT1. Аналогичным образом выбирается сопротивление резистора R3, но при этом в расчетах Ui заменяется амплитудой управляющего импульса функционального генератора. Отметим, что при выборе количества транзисторов РЭ можно руководствоваться рекомендациями, приведенными для схемы на рис. 12.12.

Исходными данными для выбора параметров схемы на рис. 12.18 являются:

напряжение Ui и пределы его изменения; внутреннее сопротивление Ri источника Ui; номинальное выходное напряжение стабилизатора Uo и допустимые пределы его регулировки; максимальный Inmax и минимальный Imin токи нагрузки, допустимая амплитуда пульсации выходного напряжения стабилизатора; коэффициент стабилизации Кn и внутреннее сопротивление Ro; максимальный температурный уход напряжения Uo и др. Порядок выбора параметров следующий:

1. Выбираем частоту преобразования F (до 100 кГц, для модели - единицы килогерц) и принимаем ориентировочно КПД=0,85...0,95.

2. Определяем минимальное и максимальное значения относительной длительности (коэффициента заполнения) импульса напряжения на входе фильтра:

3. Из условия сохранения режима непрерывности токов дросселя определяем его

минимальную индуктивность

4. Вычисляем произведение LC по заданному значению напряжения пульсации U„

откуда затем находим емкость конденсатора С.

Произведение LC определяет не только уровень пульсации, но и характер переходных процессов выходного напряжения после включения стабилизатора.

На рис. 12.19 показаны результаты моделирования схемы на рис. 12.18 при следующих данных: F=1 кГц, К,=0,5, Rn=100 Ом, L=200 мГн, С=100 мкФ (для рис. 12.19, а) и С=1 мкФ (для рис. 12.19, б). Как видно из рисунков, при сравнительно большом значении произведения LC переходная характеристика исследуемой схемы имеет колебательный характер, что приводит к скачкам выходного напряжения, которые могут оказаться опасными для потребителя (нагрузки).

Перейдем к рассмотрению следующего функционального узла ИСН - схемы управления и измерительного элемента. При этом целесообразно рассмотреть характеристики используемых в ИСН модуляторов.

Импульсные стабилизаторы с ШИМ по сравнению со стабилизаторами двух других типов имеют следующие преимущества:

О обеспечивается высокий КПД и оптимальная частота преобразования независимо от напряжения первичного источника питания и тока нагрузки; частота пульсации на нагрузке является неизменной, что имеет существенное значение для ряда потребителей электроэнергии;

О реализуется возможность одновременной синхронизации частот преобразования неограниченного числа ИСН, что исключает опасность возникновения биений частот при питании нескольких ИСН от общего первичного источника постоянного тока. Кроме того, при работе ИСН на нерегулируемый преобразователь (например, усилитель мощности) возможна синхронизация частот обоих устройств.

Недостатком ИСН с ШИМ по сравнению со стабилизатором релейного типа является более сложная схема управления, содержащая обычно дополнительный задающий генератор.

Импульсные стабилизаторы с ЧИМ, не имея существенных преимуществ перед другими типами ИСН, обладают следующими недостатками:

О сложность реализации регуляторов частоты в широких пределах, особенно при больших изменениях напряжения питания и тока нагрузки;

О отсутствие возможности реализации отмеченных выше преимуществ системы регулирования с ШИМ.

Последний недостаток относится и к релейным (или двухпозиционным) ИСН, которые характеризуются также сравнительно большой пульсацией напряжения на нагрузке (в стабилизаторах с ШИМ или ЧИМ пульсации выходного напряжения принципиально могут быть сведены к нулю, что невозможно достичь в релейных стабилизаторах).

В общем случае блок 3 (рис. 12.20) содержит делитель напряжения, источник опорного напряжения ИОН, сравнивающий элемент и усилитель рассогласования. Эти элементы выполняют такие же функции, что и в компенсационных стабилизаторах. Для ИСН с ШИМ к этим устройствам добавляются формирователь синхронизирующего напряжения (задающий генератор) и пороговое устройство, с помощью которых осуществляется формирование модулированных по длительности импульсов. Изменение длительности управляющего импульса осуществляется модуляцией его переднего или заднего фронта.

При модуляции переднего фронта линейно изменяющееся напряжение синхронизации на каждом периоде нарастает, а при модуляции заднего фронта управляющее напряжение в каждом периоде уменьшается. При модуляции фронтов напряжение синхронизации на каждом периоде нарастает и спадает. Этот вид модуляции по сравнению с односторонней модуляцией позволяет реализовать более быстродействующие ИСН, так как в этом случае мгновенное значение управляющего напряжения влияет на формирование фронтов.

Коэффициент передачи схемы управления, устанавливающий связь между изменениями относительной длительности импульсов на входе сглаживающего фильтра и напряжения на нагрузке (для ШИМ), равен

коэффициенты передачи делителя напряжения и усилителя рассогласования соответственно; Uy - амплитуда синхронизирующего напряжения.

Полная схема ИСН с элементами ШИМ показана на рис. 12.20. Делитель напряжения выполнен на резисторах R3, R4, источник опорного напряжения - на резисторе R5 и стабилитроне VD2, усилитель сигнала рассогласования - на OU1, пороговое устройство - на OU2. Поскольку оба ОУ питаются от однополярного источника, для согласования уровней в ключевом каскаде на VT2 в эмиттерную цепь включен параметрический стабилизатор (VD3, R8). В качестве задающего использован функциональный генератор в режиме треугольных импульсов; при модуляции по переднему фронту коэффициент заполнения (Duty cycle) выбирается максимальным (99%), при модуляции по заднему фронту - минимальным (0,1%), при модуляции по обоим фронтам - 50%. На рис. 12.21 показан результат моделирования процесса формирования управляющих импульсов при модуляции по переднему фронту.

Приведенные на рис. 12.21 результаты получены при Rn=100 Ом и Ui = 20 В. Как видно из рис. 12.21, сразу после включения источника питания формируются импульсы управления максимальной длительности, затем наступает продолжительная пауза из-за положительного скачка выходного напряжения Uo, затем опять идетт форсированный режим из-за отрицательного скачка Uo. Установившийся режим формирования управляющего импульса наступает через несколько периодов управляющего сигнала задающего генератора.

Контрольные задания

1. Для схемы на рис. 12.18 получите зависимость Uo=f(K,) при F=1 кГц, Uy=3 В (однополярность управляющих прямоугольных импульсов обеспечивается установкой на функциональном генераторе постоянной составляющей Offset=3 В, коэффициент заполнения К. задается выбором параметра Duty cycle), Ui=30 В, Rn=100 Ом, L=100 мГн, С=100 мкФ.

2. Для схемы на рис. 12.18 исследуйте зависимость формы переходных процессов от активного сопротивления потерь Rd включая последовательно с дросселем сопротивление 0,1... 10 Ом.

3. Исследуйте ИСН по схеме рис. 12.20 при модуляции заднего фронта, одновременно по переднему и заднему фронту и сравните результаты по времени выхода устройств в установившийся режим.

4. Для каждого способа формирования управляющих сигналов в установившемся режиме получите зависимость периода формирования управляющих сигналов от сопротивления нагрузки Rn в диапазоне 10... 1000 Ом и входного напряжения Ui в диапазоне 15...40 В.